铜线为什么越跑越吃力：从 1.5 米实测看 MicroLED 光互连的切入点
用 IEEE 工作组公开的铜缆仿真和实测原图，拆解高频损耗、制造波动与均衡代价，再判断 MicroLED 光互连要赢在哪些指标上。
MicroLED 光互连 · 基础篇 02。上一篇讨论数据搬运卡在哪里，这一篇只拆物理链路：同样一段铜缆，为什么提高速率后，设计和制造都变得更难？
“铜线只能跑几米”不是一个完整的工程结论。速率、线径、材料、连接器、电路补偿和误码判据都会改变答案。
要理解光互连的切入点，先看一个更具体的问题：为什么仿真中还有裕量的 1.5 米铜缆，做成实物后，部分通道就超出了预期损耗线？
两张原图：名义设计与实物不是同一个分布
2019 年 3 月，TE Connectivity 的 Nathan Tracy 在 IEEE P802.3ck 工作组公开了 100G OSFP 线缆组件的插入损耗分析。这里使用它作为历史工程案例：它包含同一类 1.5 m、28 AWG 组件的模型与实测，适合观察制造波动。它不代表今天所有铜缆产品的能力上限，也不是最终标准的全文。原始演示
两图的横轴都是频率，但显示范围不同：模型到 50 GHz，实测到 40 GHz。纵轴以负 dB 表示传输幅度；下面把损耗量写成正值，数值越大，衰减越严重。
| 同一条件下的量 | 名义模型 | 组件实测 |
|---|---|---|
| 对象 | 1 个组件、16 对通道 | 8 个组件、128 对通道 |
| 长度与线径 | 1.5 m、28 AWG | 1.5 m、28 AWG |
| 取值频率 | 26.56 GHz | 26.56 GHz |
| 平均插入损耗 | 16.7 dB | 18.4 dB |
| 最小至最大损耗 | 16.5–16.9 dB | 17.0–20.5 dB |
以上数字直接取自原图标注，没有从曲线猜点。用该演示的 18.1 dB 比较线计算，模型平均值还剩 1.4 dB，实测平均值却已经高出 0.3 dB，最差通道高出 2.4 dB。这些是作者对已披露数值的减法，不是新增实验。
但这张表仍不能给出“成品良率是多少”。128 条曲线来自 8 个组件，通道之间可能相关；原文也没有在这里提供逐条数据和所有验收条件。它足以提示需要把制造分布放进设计，却不足以推出整个产品的通过率。
高频为什么更难：信号被削弱，也被拖长
高速差分铜链路不是把抽象的 0 和 1 原封不动送到另一端。发送器产生有有限上升时间的模拟波形，通道改变其频谱和相位，接收器再作判决。
在常用近似下，导体的趋肤深度随频率平方根的倒数下降；电流越来越集中在表层，有效导电截面变小。介质也会耗散交变电场的能量。对结构固定、损耗角正切变化不大的传输线，一类便于建立直觉的近似是：
单位长度衰减 α(f) ≈ a√f + bf。
第一项对应趋肤相关导体损耗，第二项对应介质损耗；系数由材料和几何决定。这不是上面两张图的拟合式，也没有一个适用于所有铜缆的固定频率分界。表面粗糙度、反射和连接器谐振等，还会让实际曲线偏离简单模型。Analog Devices：线缆模型与损耗机制
高频成分衰减更多，会让边沿变缓，脉冲尾部延伸到后续符号，形成码间干扰。到达接收端的问题因此不只是“幅度小了”，还包括“这一位受到前后数据影响”。均衡需要处理这种记忆效应。
读原图还有一个数字需要说明：为什么选 26.56 GHz？对于约 106.25 Gb/s 的 PAM4 电通道，理想映射每个符号携带 2 bit，符号率约为 53.125 GBd，对应奈奎斯特频率约 26.56 GHz。这个换算帮助理解测量位置，不能据此把整个波形简化为单一频率；完整评估还要看带内损耗形状、反射、串扰与接收器能力。
制造波动怎样把裕量吃掉？
模型通常从名义尺寸和材料参数出发，实物会包含线径、介质、端接与小板加工的变化。公开演示第 8 页说明，其测试涵盖不同原线批次和不同连接小板批次，并特别提示高频处的分散程度。原文第 8 页
对设计者而言，一条通道的损耗预算应沿整个路径建立：芯片封装、板上走线、过孔、连接器和线缆都在里面。各段参考面与阻抗匹配处理必须一致，不能把来源不同的标称损耗随意相加。连接器的局部不连续，还可能造成某些频率上的凹陷，单看一个频点会漏掉问题。
“平均值合格”也不等于每个通道都有余量。对于多通道系统，应该问：边缘样本在哪些批次、哪些通道位置出现？加上温度和弯折后，最差值还剩多少？失效分布能否用制造和装配变量解释？
这套问法以后同样适用于 MicroLED 阵列。光学路径换了介质，批次、位置和装配误差仍然存在；读者可以接着看光耦合、串扰与装配容差。
DAC、线性补偿和重定时，各付出什么？
信号退化后，可以优化无源通道，也可以增加电路补偿。下面按功能比较；具体产品仍应回到芯片与线缆规格确认。
| 路径 | 主要做什么 | 需要付出的代价或保留的边界 |
|---|---|---|
| 优化 DAC 无源铜缆与板级通道 | 减少原始损耗、反射和串扰 | 可能需要更粗线材、更好介质、更短走线或更复杂布线；无源线缆自身不等于整条链路零功耗 |
| 线性均衡／重驱动，常见于 ACC 类方案 | 整形频率响应，补偿部分幅度退化 | 增加功耗；噪声、线性度、可补偿范围要评估，不能凭空恢复已丢失的信噪比 |
| 带重定时的 AEC | 经过时钟数据恢复与重新发送，分段处理信号 | 芯片功耗、时延、散热和管理复杂度增加；仍要保证每段接收判决可靠 |
| 光链路 | 通过电光／光电转换跨越传输段 | 增加光源、耦合、探测器与接收电路；需要完整能耗和可靠性预算 |
均衡的价值在于修正通道对不同频率的非均匀影响。补偿后的判决质量需要实测，不能只看一条变得更平的频响。Analog Devices：Cable-Loss Solutions
MicroLED 要赢的是完整链路的账
MicroLED 光互连的一个思路，是用更多、较低速的光通道分摊总带宽，使部分电路能够以较低单通道速率工作；传输段通过光纤连接。MOSAIC 就是一个具体研究案例。Microsoft 原始论文入口
但节省高速串行处理开销的前提，取决于 ASIC 怎样把数据交给光引擎。如果前端仍是少数高速串行口，再转换为大量低速通道，就要把速率转换和同步的成本算进去。更多通道还意味着阵列测试、耦合、通道映射和冗余管理。
因此，一个有说服力的替换实验应固定有效吞吐、距离和错误接受条件，同时报告：
- 主机接口、转换电路、驱动、光源、接收端各自的功耗及总和。
- 单向与双向负载下的有效吞吐，编码与纠错开销，以及延迟分布。
- 全通道的误码、串扰与最差值，注明同时工作的通道数量。
- 温度、弯折、重复装配与批次变化后的裕量，以及测试和维护成本。
这份清单是本文提出的验证方法，不是某个产品已经完成的测试结果。
铜与光之间的分界，要由一个具体系统的预算决定。上面的原始曲线给出的启发是：越靠近物理通道边界，越需要同时管理名义性能和制造分布。MicroLED 的机会就在这些预算变得难以兼顾的地方，而它自身也必须经受同样严格的验证。
后续基础篇将进入电接口：SerDes、Gearbox、驱动与接收电路如何分工，为什么一个发射器的 fJ/bit 不能代表整条链路的能耗。
资料与口径
- Nathan Tracy，TE Connectivity，100G OSFP Cable Assemblies: Insertion Loss Analysis and Channel Contribution，IEEE P802.3ck 公开贡献，2019-03-12。重点为第 6–8 页。原始 PDF
- Analog Devices，An Improved and Simple Cable Simulation Model，2012-10-22。技术原文
- Analog Devices，Cable-Loss Solutions，2008-12-22。技术原文
- Benyahya 等，MOSAIC，ACM SIGCOMM 2025，DOI 10.1145/3718958.3750510。公开论文
两幅图片均直接裁切自公开技术资料，用于比较其模型与实测，不包含重绘或生成图。实测数字、历史比较线、作者计算与验证建议已分别标明。资料核对日期：2026-09-17。