NRZ、PAM4 还是 OFDM：MicroLED 的单通道速度究竟该推到哪里？

MicroLED 光互连 · 技术难点深读：调制与有效速率。原始图表与独立技术分析分开呈现；点击图像可查看大图。

同样是 MicroLED 通信，为什么有的方案坚持简单的 NRZ，有的用 PAM4，还有论文用 OFDM 做出远高于器件 −3 dB 带宽数值的数据率？

一个常见解释是：NRZ 每个符号传 1 bit，PAM4 传 2 bit，OFDM 更高效，所以调制越复杂越好。

这个解释遗漏了工程上最贵的部分。多携带一个 bit，并不是给信号贴上一个标签，而是要在更小的判决间隔里辨认更多状态。系统要为此付出信噪比、线性度、驱动余量、采样精度和处理开销。

真正要选的不是“哪种调制名字更先进”，而是：当前链路缺的是带宽、光子、线性范围，还是功耗与时延预算？

一、先分清带宽、符号率、比特率和净吞吐率

在本文讨论的强度调制／直接检测链路中，NRZ-OOK 用两个光强状态；理想映射下，原始比特率等于符号率。PAM4 用四个状态，每符号承载 2 bit，同样原始比特率所需的符号率减半。

指标	它回答什么	最容易混淆的地方
器件 −3 dB 带宽	小信号响应衰减到规定程度的频率	不是“超过此频率就没有信号”
符号率，baud	每秒发送多少符号	不等于所有调制下的 bit/s
原始比特率	物理信号每秒承载多少编码比特	尚未扣除纠错、训练、帧头等开销
净吞吐率	实际交给上层的有效载荷速率	需要明确哪些开销已扣除，以及实际错误／重传

理想脉冲成形下，二进制单载波所需的最小基带带宽可从符号率的一半理解；带滚降时还会增加。但真实 LED 的频响不是理想砖墙，接收链、均衡与噪声也参与结果，因此不能建立“数据率永远等于 LED 带宽乘某个常数”的规则。

在 −3 dB 以后，若仍有足够信噪比，可以继续承载信息；反过来，即使带宽很大，收到的光过少也无法可靠判决。

二、PAM4 节省的是符号率，花掉的是判决余量

假设 NRZ 与 PAM4 具有相同的最外侧光功率摆幅，即外侧 OMA，并暂时假设噪声相同、四个电平等间距。NRZ 的两个电平相距整个摆幅，而 PAM4 的相邻电平只相距三分之一。

这是 PAM4 对噪声更敏感的根源。若只看这个简化几何关系，20 log₁₀(3) ≈ 9.54 dB，描述的是保持相邻电平判决距离时的电幅度／电 SNR 尺度差异。它不是所有实际光链路通用的“9.54 dB 光功率代价”，也没有计入不同符号率带来的噪声带宽变化、编码与电平分布。

PAM4 的收益来自另一个方向：在相同比特率下，符号持续时间更长，低通链路造成的码间干扰可能更轻。是否划算，要看“减轻干扰”能否抵偿“压缩电平间隔”。

此外，LED 的电压—电流—光功率关系并不处处线性。均匀的电压级差，未必产生均匀的光电流级差。偏置不合适时，底部电平可能接近截止，上部电平可能进入饱和，三个眼会呈现不同的开口。

三、真正可比较的例子：同一个模型里，均衡改变了什么？

Li 等的论文给出了一组非常适合读机制的对照：在相同链路模型、相同 2 Gb/s 原始比特率下，比较 NRZ、PAM4，以及发射预均衡和接收后均衡。先强调证据类型：下面是仿真图，不是把两个实测产品放在一起。P1

Li 等 Fig.5 原始仿真图：2Gb/s下NRZ与PAM4在不同抽头数、预均衡和后均衡条件下的BER与平均接收光功率 — 原始证据 15-1｜Li 等，*Wireless Visible Light Communications Employing Feed-Forward Pre-Equalization and PAM-4 Modulation*，JLT 2016，作者接受稿 PDF p4，Fig.5。类型：仿真；LED 模型带宽 150 MHz、APD 650 MHz，比较相同 2 Gb/s、不同均衡位置和抽头数。图内约 3／5.5 dB 差异属于该模型，不是调制格式的固定优势。原图保留坐标、图例和原文图注。© 2016 IEEE；此处为技术分析所需的局部引用，非获授权转载。论文 · 作者库与权利说明。

曲线给出的启发是：PAM4 的较低符号率可以减少需要补偿的码间干扰，而均衡放在哪里也会改变最终噪声。

接收端为了恢复被衰减的高频，往往要增加高频增益；信号被补偿时，相关频段的接收噪声也被放大。发射预均衡在噪声进入接收器之前整形，因此可以避免这部分后端噪声增强，但它绝不是免费补偿：更尖锐的驱动波形会占用电压／电流余量，受 DAC、驱动器和 LED 线性区约束。

若为了补高频把峰值推到饱和区，线性均衡模型就不再成立。此时继续增加抽头，可能只是更精确地生成一个会被器件削平的波形。有效的优化必须同时观察频响、光功率—电流曲线与接收眼，而不是只调整数字滤波器。

论文进一步做了 2 Gb/s PAM4 实验，使用三个发射预均衡抽头。

Li 等 Fig.14 原始三抽头系数、PAM4发射与接收眼图、由波形和噪声估算的BER及仿真对照 — 原始证据 15-2｜Li 等，*Wireless Visible Light Communications Employing Feed-Forward Pre-Equalization and PAM-4 Modulation*，JLT 2016，接受稿 PDF p6，Fig.14；测试方法见 p5。20×20 μm、450 nm LED，0.6 m 自由空间，APD 接收；2 Gb/s＝1 Gbaud，抽头 [1, −0.55, −0.08]。类型混合：眼图实测，BER 根据捕获波形与接收噪声离线估算，并附仿真曲线；不是逐位统计到 10⁻²⁰。图中接收眼对应 −14.2 dBm，正文的估算 BER＜10⁻¹² 条件是平均接收光功率大于 −12.2 dBm，两者不能混写。仅裁切。© 2016 IEEE；此处为技术分析所需的局部引用，非获授权转载。原稿。

这项实验说明了“器件＋偏置＋预均衡＋PAM4＋接收器”这个组合可以工作。它并不证明只把 NRZ 改成 PAM4，就能得到相同收益；也不能把旧实验中未均衡 NRZ 的限制，当作今天所有 MicroLED NRZ 方案的上限。

四、OFDM 做了什么：让不同频段承担不同数量的比特

PAM4 仍用一条单载波时域序列。OFDM 则把可用电频谱拆成许多正交子载波：信噪比高的频段承载更多比特，差的频段少承载，甚至不承载。

注意，这里是调制电频谱中的子载波，不是让一颗 LED 同时发出许多可独立复用的光学波长。QAM 也作用于电域子载波，不代表 MicroLED 变成了相干激光收发器。

Islim 等给出的原图把这种分配过程显示得很清楚。P2

Islim 等 Fig.5 原始OFDM比特加载与能量加载曲线：高频子载波逐渐降低比特数，末端关闭，红线为容量参考 — 原始证据 15-3｜Islim 等，*Towards 10 Gb/s OFDM-based visible light communication using a GaN violet micro-LED*，Photonics Research 2017，作者接受稿 PDF p5，Fig.5。类型：基于信道／SNR 估计的比特与能量分配结果，红线为理论容量参考，不是每个点都实际跑了一条独立物理链路。横轴是子载波序号；下图能量为归一化分配量。本文使用的 DCO-OFDM 实现施加共轭对称与直流偏置，独立信息子载波不能把镜像再数一遍。仅作原始裁切。原图版权归原作者／权利人；此处为技术分析所需的局部引用，未取得单独转载授权。正式论文。

OFDM 的优势是可以细致利用不平坦频响，代价则集中在波形和系统实现上。

强度不能为负。DCO-OFDM 需要把实值双极性波形加上直流偏置，或采用其他满足非负条件的编码方式。多个子载波偶然同相叠加时，瞬时峰值会很高；驱动范围不足便产生削顶失真。偏置太低容易切到底部，太高又减少上方余量，并增加持续耗电。

因此，OFDM 的优化不是只提高 QAM 阶数。需要联合调整偏置、信号幅度、比特加载与能量加载；DAC／ADC 的分辨率、FFT 和纠错处理也会占据功耗和时延预算。单个子载波可使用简单均衡，不等于整条接收链几乎没有数字处理成本。

五、11.95 Gb/s 与 7.91 Gb/s：同一张图里，两个数字为何不能互换？

这篇论文最值得保留的证据，是有／无示波器波形平均的对照。它直接展示了“表征器件潜力”和“普通采集条件下传数据”之间的区别。

Islim 等 Fig.11 原始BER对数据率图，分别标出开启示波器波形平均、未开启平均和理论边界，保留FEC阈值线 — 原始证据 15-4｜Islim 等，*Towards 10 Gb/s OFDM-based visible light communication using a GaN violet micro-LED*，Photonics Research 2017，接受稿 PDF p7，Fig.11。约 400 nm 单个分段像素，硅 PIN 接收器，30 mA 偏置、3.88 Vpp 调制，接收光功率约 −2.6 dBm。类型：实验判决得到的 BER 标记及理论对照。不开波形平均时，作者报告 7.91 Gb/s 低于 3.8×10⁻³ pre-FEC 阈值；开启波形平均、抑制接收端随机噪声后为 11.95 Gb/s。原图与条件一并保留。原图版权归原作者／权利人；此处为技术分析所需的局部引用，未取得单独转载授权。对应原稿。

对重复波形做平均，可以降低随机噪声，让器件非线性更清楚地暴露出来。它对研究很有价值，却不能自动当作持续传输不同数据时免费的降噪功能。

这两个数字不是谁真谁假，而是回答不同问题。前者包含普通采集时的接收噪声；后者用于观察噪声被抑制之后，器件与波形还能走多远。若文章只摘较高数字而删除平均条件，读者就会得到另一种系统能力印象。

类似地，作者按其 7% 的开销扣减口径列出 7.36 Gb/s。这个吞吐预算值仍不等于已经给出实际纠错器输出的长期误码统计。要核实产品链路，还必须知道编码方案、码率、时延与解码后错误事件。

六、怎样算净速率，怎样验证低误码？

对采用共轭对称的实值 OFDM，一个便于检查漏项的有效速率账本是：

R_net = [F_s / (N_FFT + N_CP)] × Σb_k × r_code × η_frame

这里 F_s 是 IFFT 基带采样率，不是仪器过采样后的 DAC 标称采样率；求和只包含独立、承载数据的子载波，不含共轭镜像、直流、导频和未使用子载波。r_code 是码率，η_frame 是其他帧开销后的效率；额外成形或重传开销若存在，需要另列，不能重复扣减。

**本文算例，非论文实测：**若 F_s＝2 GS/s、N_FFT＝256、循环前缀 16 点，100 个独立数据子载波各放 4 bit，码率 0.93，其他帧效率 0.95，则净速率约为 2.60 Gb/s。如果先算一个漂亮的峰值，再忘掉前缀、纠错或镜像重复计数，得到的就不是有效载荷速率。

误码率同样需要一本账。实测波形配合噪声分布可以估算非常低的 BER，但估算不是长期逐位验证。在独立、平稳且错误稀少的近似下，若测试 N bit 没有发现错误，95% 置信上界约为 3/N。要据此支持 BER＜10⁻¹²，需要约 3×10¹² bit；在 2 Gb/s 下约为 25 分钟，还没有覆盖温度变化、突发错误和长时间漂移。

眼图张开、估算 BER 很低、实测 pre-FEC 达标、实际 post-FEC 达标，应当在文章和规格表里分别填写。

七、落到工程选择：先找出自己在哪种限制区间

当前限制	优先验证的方向	必须一起检查的代价
光信号弱、噪声占主导，带宽尚可	NRZ／低阶调制，改善耦合与接收链	更多并行通道的面积、连接和维护成本
带宽不足，但光功率和线性余量相对充足	PAM4＋有限抽头均衡	电平不均、驱动峰值、训练与温漂
频响不平坦，希望细致利用频谱	自适应 OFDM／多载波	峰均比、削顶、偏置功耗、ADC／DAC、DSP、FEC 与时延

这是本文的条件化决策框架，不是某家公司的最终电路方案。

最有说服力的下一组实验，应固定同一 LED、同一光路和同一接收链，让 NRZ、PAM4 与 OFDM 各自优化，但遵守同样的允许温升、接收光功率、驱动范围与总功耗边界。交付的曲线应是：达到同一错误目标时，净速率与端到端能耗怎样变化，并给出多通道同时活动的结果。

如果 OFDM 的更高速率需要远超预算的仪器处理，或者 PAM4 节省了通道却消耗更多校准和功率，就不能只依据单通道纪录选方案。反过来，若封装与连接成本限制了可用通道数，较复杂调制也可能合理。最优点来自系统约束，不来自调制格式名称。

来源与图像边界

P1 X. Li 等，2016，Wireless Visible Light Communications Employing Feed-Forward Pre-Equalization and PAM-4 Modulation，JLT 34(8), 2049–2055。DOI 10.1109/JLT.2016.2520503。图使用作者接受稿；机构库注明 © IEEE，允许个人使用，其他复用要求许可。
P2 M. S. Islim 等，2017，Towards 10 Gb/s OFDM-based visible light communication using a GaN violet micro-LED，Photonics Research 5(2), A35–A43。DOI 10.1364/PRJ.5.000A35。图来自 2017-02-21 编译的接受稿；稿首页 DOI 占位符没有作为正式标识使用。

两篇论文展示的是特定实验／模型，不代表截至 2026-09-19 的最高纪录或全部商用实现。公式算例、统计解释和决策表为本文独立分析，已标假设。第三方图表仅作直接技术分析所需的局部引用，版权归原权利人；未取得通用转载授权，未上传完整论文。本文不代表原作者、出版商、机构或雇主意见。