接收端决定系统上限：硅 PD、CMOS 接收阵列与 GaN PD 怎样选？

MicroLED 光互连 · 技术难点深读：接收链的取舍。原始图表与独立技术分析分开呈现；点击图像可查看大图。

MicroLED 已经能高速发光，为什么链路还需要反复优化接收器？

因为“看见光”和“可靠地区分相邻两个高速符号”，是不同任务。前者只要求积累出可辨认的电荷；后者要求在很短的时间内，从噪声、上一符号的残留、邻道干扰和电路偏置中，恢复出足够清晰的信号。

更大的光敏面积可能接住更多光，却也增加电容；更宽的接收带宽可能减轻码间干扰，却会纳入更多噪声；更高的响应度若只出现在错误波长，对实际链路没有帮助。

所以，接收端不能只问“用什么材料”。真正的选择单位应是：入射光谱与光斑＋PD 结构＋互连＋TIA＋判决电路。TIA 即跨阻放大器，负责把微弱光电流转换成后级能够处理的电压。

一、先纠正分类：硅 PD 与 CMOS 阵列不是互斥路线

“硅 PD”说明吸收和产生光电流的材料；“CMOS 接收阵列”更多说明工艺与集成方式。一组硅 PD 完全可能与 CMOS 接收电路组成阵列，甚至就是某条所谓 CMOS 路线的光敏部分。

比较对象	它真正描述什么	关键问题
专用硅 PIN／其他硅 PD	探测器材料与结结构，可采用独立制造再集成	指定可见光波长下的响应、载流子收集时间、电容、暗电流
CMOS／CIS 工艺衍生接收阵列	光敏结构与电路、键合和阵列制造的组合	光是否进入有效区域；电荷能否快速导出；TIA 与布线是否匹配
GaN／InGaN 微型 PD	可与发射平台共享部分材料或加工环节	吸收谱、耗尽区、光学腔与电容能否同时满足链路要求

普通相机像素通常围绕曝光、电荷积分与逐行／逐列读出工作；高速通信接收器需要持续处理快速变化的光电流。两者可以共享工艺积累，却不是把相机像素接上光纤就完成替换。

Avicena 与 TSMC 的官方公告采用的表述是：利用 CIS 工艺能力，优化可见光硅 PD 阵列，并将光电阵列与 CMOS IC 键合。它支持“影像传感器工艺经验可以被用于通信器件”，不支持“普通相机读出电路已经足够”。P1

同样，背照式结构可能改善入光与金属遮挡，但不能自动解决载流子输运、电容和读出速度；前照式也不能仅凭名称就被判定不适合高速通信。

二、第一道关：每瓦入射光能换来多少有用电流？

对没有内部倍增增益的探测器，单色光下的响应度近似为：

ℛ(λ) = η(λ)qλ / (hc)
I_photo = ℛ(λ)P_incident

η 是外量子效率，ℛ 的单位是 A/W；P 必须定义在探测器入光参考面，而不是 LED 的积分球总出光。对有实际谱宽的 LED，还要把光谱功率与 ℛ(λ) 逐波长相乘并积分，不能只抄某个峰值响应度。

**本文计算示例，不是某个产品实测：**在 450 nm、无内部增益的条件下，100% 外量子效率对应约 0.363 A/W；若效率为 60%，则约为 0.218 A/W。同样 10 μW 的入射功率，后一种假设下产生约 2.18 μA 光电流。但这仍不能直接给出 BER，还需要光信号摆幅、噪声与时间响应。

这也解释了为什么不能把蓝光 Si PD 与 405 nm 下的 GaN PD 数据直接排名。首先要保证它们接收的是同一种发射光谱。此前关于 GaN 谱线失配的文章已讨论这一边界；本文继续往电容和电路层推进。

三、第二道关：面积增大，为什么可能降低有效灵敏度？

PD 并不直接面对一个没有代价的放大器。接收节点看到的是总输入电容：

C_total = C_junction + C_pad + C_bond + C_input

结电容只是其中一项，焊盘、键合、走线和 TIA 输入也会占据预算。在简单一阶 RC 模型中，带宽约为 1/(2πR_eqC_total)；实际 TIA 是反馈系统，还受环路增益、稳定性及补偿影响，不能把反馈电阻直接代入这个式子当成设计结果。

扩大 PD 的收益取决于光斑：如果原本只截获一部分光，增大面积能提高光电流；如果光斑已经全部落入有效区，继续扩大面积主要增加电容和背景光，却未必增加有用信号。后者往往会迫使 TIA 以更大的功耗维持速度或稳定性。

CEA 的 GaN 微型 PD 数据直观地展示了尺寸与反偏的关系。

CEA Fig.22 原始曲线，比较10、25、50微米圆形与36微米方形GaN PD在405纳米激励下的带宽和反偏幅度 — 原始证据 13-1｜Le Maitre 等，*Short range optical communication with GaN-on-Si microLED and microPD matrices*，2024，PDF p15／正文 p14，Fig.22。类型：实测频率响应；横轴为反偏幅度。405 nm 激光激励，10／25／50 μm 圆形 PD 与 36 μm 方形 PD；激光调制带宽约 1 GHz，测试 TIA 带宽 1.2 GHz。D10 在反偏 6 V 时正文概括为“最高约 600 MHz”，图上读数约 570 MHz。尺寸趋势与电容限制相符，但图本身不是直接 C–V 测量。© 2024 The Author(s)；来源标注 CC BY-NC-ND 4.0，原图及图注保留，未重绘。此处为技术分析所需的局部引用。原论文。

这张图不只是“越小越快”。它提示了两种优化手段：缩小有效结面积，或者通过反偏改变电场与耗尽区。但前者会收紧光耦合和对准容差，后者要付出偏置电路、漏电、击穿裕量和可靠性方面的代价。没有一种手段只产生收益。

需要特别防止另一个误读：这组数据不等于 GaN 材料的速度上限，也不证明硅在所有条件下更快。它描述的是这批结构、这套测试链和这个波长。

四、第三道关：带宽越宽，噪声为什么也越难收拾？

接收链既要把信号传过去，也会把噪声带进来。在一个用于理解取舍的输入折算模型中，噪声包含光电流与暗电流的散粒噪声、电阻热噪声、放大器电流噪声，以及放大器电压噪声通过输入电容产生的贡献。

其中，若电压噪声密度 e_n 近似平坦，电容项的输入电流噪声密度随频率近似为：

i_C(f) ≈ 2πfC_totale_n
积分到带宽 B 后，该项噪声方差 ∝ C_total²B³

这是忽略高阶响应和频率相关噪声后的推导，用来解释趋势，不是某一 TIA 的完整噪声模型。它说明：当高频电容噪声占主导时，盲目加宽带宽或者扩大 PD，可能明显降低判决余量。

反过来，带宽太窄会让前一符号的尾巴侵入当前符号，产生码间干扰。最佳接收带宽因此来自噪声与时域失真的平衡，而不是“越宽越好”。

这也解释了同一研究中一个看似矛盾的现象：较大 GaN PD 的小信号带宽不高，仍可以展示更高数值的比特率眼图。小信号 −3 dB 点不是不可跨越的频率墙；眼图是否能张开，还与波形、信噪比和判决条件有关。

CEA Fig.23：36微米方形GaN PD在反偏6伏下的原始NRZ眼图，带1纳秒时间标记与原文图注 — 原始证据 13-2｜Le Maitre 等，*Short range optical communication with GaN-on-Si microLED and microPD matrices*，2024，PDF p15／正文 p14，Fig.23；测试说明在 PDF pp13–14。类型：实测眼图，36 μm 方形 PD，反偏 6 V，作者报告最高 1 Gb/s OOK-NRZ 接收眼图。眼图张开不等于已经给出目标 BER、统计时长或纠错后结果。仅裁切，保留时间标记和图注。© 2024 The Author(s)；来源标注 CC BY-NC-ND 4.0，原图及图注保留，未重绘。此处为技术分析所需的局部引用。原论文。

所以，“带宽是多少”和“在指定光功率下达到多少 BER”，应当同时列在测试表里，不能互相替代。

五、实验室硅接收器与集成阵列，差在哪里？

看下面这套采用硅 PIN 接收器的原始实验台。透镜、显微物镜、外部仪器和精细对准，共同服务一个接收通道。它很适合探索器件和调制极限，但不是一颗通信接收阵列芯片的面积与能耗证明。

Islim 等 Fig.7 原始实验示意和实物照片，显示紫光MicroLED、透镜、反射镜、硅PIN接收器与外部仪器 — 原始证据 13-3｜Islim 等，*Towards 10 Gb/s OFDM-based visible light communication using a GaN violet micro-LED*，2017，作者接受稿 PDF p6，Fig.7。类型：实验装置图与实物照片。约 400 nm 光源，FEMTO 硅 PIN 接收器；文中列接收器带宽 1.4 GHz、该波长附近响应度 0.135 A/W。不是片上 PD 阵列，也没有展示这一装置缩到像素间距后的功耗。仅作原始裁切。原图版权归原作者／权利人；此处为技术分析所需的局部引用，未取得单独转载授权。正式论文 · 对应原稿。

原图把外部透镜、反射镜、硅 PIN 接收器和仪器接口一起画了出来；照片里标出的 16 cm 与 11.5 cm 是台架光路的局部尺寸，不是产品传输距离规格。图中用独立镜片、支架和外置接收器完成的功能，若进入密集阵列，就必须重新核算占用面积、耦合容差与功耗。

进入阵列后，PD 与 TIA 要在限定像素面积内放下；电源、地、邻道线路和热场开始共享；每个通道还会有偏置和制造偏差。外部仪器能承担的功能，不会自然变成片上低功耗电路。

Avicena 的原始 BER 图可以帮助观察这件事：相同集成链路中，邻道活动后，各通道受到的影响并不一致。

Avicena Fig.3：约12个集成接收通道在有无串扰条件下的原始BER散点图，纵轴为对数误码率 — 原始证据 13-4｜B. Pezeshki，*GaN Micro-LEDs for Chip-to-Chip Interconnects*，CS MANTECH 2025，PDF p2，Fig.3。类型：实测 BER，约 12 个被测通道，2.5 Gb/s，定制 PD 阵列及集成 TIA；被测通道采用 PRBS7，其余发射通道采用 PRBS11。图内有／无邻道活动可用于比较该条件下的干扰；不能与另一套参考接收器的更高速数据相减后，把差额全归因于串扰。纵轴的“更高”意味着 BER 更差。仅作原始裁切。原图版权归原作者／权利人；此处为技术分析所需的局部引用，未取得单独转载授权。原论文。

作者另用参考接收器做过单通道测试，并明确指出集成 PD／TIA 的表现与参考方案不同。P4 这里值得带走的不是一个跨装置的灵敏度差值，而是一条测试原则：参考接收器可以证明发射器的潜力，但产品接收器才能说明产品链路的余量。

至于干扰来自光串扰、供电、地回路，还是热变化，单独一张 BER 图无法完全拆开。需要额外设置电活动但不入光、入光但电路不切换、改变邻道功率等控制实验。

六、怎样比较三类方案，才不会得到一个虚假的冠军？

一份可用的接收器比较，至少应包含下面这些字段：

维度	必须对齐的条件	要交付的结果
光输入	相同 LED 光谱、光斑、入射角、参考面	光电流、光学调制幅度 OMA；总发光功率另列
电学	相同数据率、码型、调制与 BER 定义	输入电容、频响、输入折算噪声；不只最大带宽
阵列	相同活动通道数、图样和功率状态	每通道及最差通道 BER、偏置、串扰分布
使用环境	温度、偏置、对准偏移及老化状态	达到同一目标 BER 所需的光功率与接收端功耗

建议先固定发射器与光路，只换接收链；再固定接收电路，比较不同 PD。把耦合损耗、探测效率和电路噪声分别测出来，才能知道该改透镜、结结构、键合还是 TIA。

公开证据尚不足以在统一条件下，给这三类方案做完整的最低能耗排名。当前能成立的是：硅路线可以利用成熟可见光探测工艺；CMOS／CIS 衍生方案要解决高速读出与集成；GaN 共平台提供工艺协同机会，但不能免除吸收和接收噪声的约束。材料名称本身不提供系统胜负。

结语：真正的接收指标，是在有限预算里把比特认对

对接收端而言，响应度、面积和带宽都只是中间量。最终应问：在真实波长、真实光斑、真实阵列活动和温度下，达到规定 BER，要多少入射光、多少功耗、多少面积？

这也给工程工作指出了一个具体方向：把 PD—键合—TIA—光耦合 放在同一个模型与测试闭环里。它比只追逐某一颗 PD 的峰值响应度更接近系统需求。这里的机会判断来自公开证据和通用分析，不代表任何雇主或内部项目。

来源与图像边界

P1 Avicena／TSMC，2025-04-22，PD 阵列合作官方公告，核查 2026-09-19；仅用来说明公开工艺方向，不把公告参数当作独立实测。
P2 P. Le Maitre 等，2024，Short range optical communication with GaN-on-Si microLED and microPD matrices。DOI，重点为 §5.1.1、Figs.21–23。
P3 M. S. Islim 等，2017，Towards 10 Gb/s OFDM-based visible light communication using a GaN violet micro-LED，Photonics Research 5(2), A35–A43。DOI，采用作者接受稿的页码定位。
P4 B. Pezeshki，2025，GaN Micro-LEDs for Chip-to-Chip Interconnects。原始会议论文。

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